MOSFET的选择基于应力电压、峰值输入电流、总功率损耗、允许工作温度，以及驱动器的电流驱动能力。
MOSFET的源漏击穿（Vds）必须大于：

MOSFET的连续漏电流（Id）必须大于一次侧峰值电流（ ，公式15）。
除了额定电压和额定电流，MOSFET的其他三个重要参数是Rds（on）、栅极阈值电压和栅极电容。
开关MOSFET的损耗有三种类型，即导通损耗、开关损耗和栅极电荷损耗：
•导通损耗等于 损耗，因此在导通状态下源极和漏极之间的总电阻 要尽可能的低。
• 开关损耗等于：开关时间*Vds*I*频率。开关时间、上升时间和下降时间是MOSFET栅漏极米勒电荷Qgd、驱动器内部电阻和阈值电压的函数，最小栅极电压Vgs（th）有助于电流通过MOSFET的漏源极。
• 栅极电荷损耗是由栅极电容充电，以及随后的每个周期对地放电引起的。栅极电荷损耗等于：频率* Qg（tot）* Vdr
不幸的是，电阻的器件往往有较高的栅极电容。
开关损耗也会受栅极电容的影响。如果栅极驱动器对大容量电容充电，则MOSFET需要时间进行线性区提升，则损耗增加。上升时间越快，开关损耗越低。不幸的是，这将导致高频噪声。
导通损耗不取决于频率，它还取决于 和一次侧RMS电流 的平方：

在连续传导模式下，反激式运行的一次侧电流看起来像图4上部所示的梯形波形。

是当驱动电压被拉升至驱动电压时的导通时间驱动电阻
• 是当驱动电压被下拉至地电压时的内部驱动电阻
• 是栅源极阈值电压（MOSFET开始导通的栅极电压）

漏感可以被看作是与变压器的一次侧电感串联的寄生电感，其一次侧电感的一部分没有与二次侧电感相互耦合。当开关MOSFET关闭时，存储在一次侧电感中的能量通过正向偏置二极管移动到二次侧和负载。存储在漏感中的能量没有地方可去，则变成了开关引脚（MOSFET漏极）上巨大的电压尖峰。漏感可以通过短路二次侧绕组来进行测量，而一次侧电感的测量通常由变压器制造商给出。
耗散漏感能量的一种常用方法是通过一个与一次侧绕组并联的齐纳二极管来阻断与之串联的二极管实现的，如图5所示。


反激式设计资源：

为了支持反激式设计，美国国家半导体开发了特别适合反激式应用的一系列PWM稳压器和控制器。在其公司网站（）上就可以找到典型的反激式参考设计、应用注解、数学spreedsheet和在线仿真工具，可以引导设计人员很好的优化反激式电源设计。

图6显示了一个采用LM5000稳压器的典型5W反激式电源，它是用WEBENCH® 仿真的，其输入电压变化范围从10至35V，1A时的输出电压等于5V。该设计遵循上述过程，Coilcraft变压器的一次侧与二次侧匝数比等于3，一次侧电感为80μH，可确保良好的稳压输出电压，限度地将一次侧峰值电流降至1.3A以下，也使内部开关MOSFET两端的电压低于60V。

80μF的一次侧电感保证了二次侧纹波电流峰-峰值在平均电流的30％以内，同时保持20kHz以上的右半平面零点。

WEBENCH® 是美国国家半导体的网上设计工具，用四个简单步骤即可完成实现一个完整的开关电源设计。图7和图8显示了用WEBENCH设计获得的波德图和开关波形。


（图7-8：输出电压和开关引脚的波特图和开关波形）